UP dated 2017.07.13
基板サイズ 100mmx 100mm。 IF(12MHz) をハムバンドに変換する送受コンバータ基板です。この基板と上側にはGenerator基板が隣接している。
1. BPFとして、Aﾊﾞﾝﾄﾞ、Bﾊﾞﾝﾄﾞ、Cﾊﾞﾝﾄﾞの３つの回路ﾊﾟﾀｰﾝを準備している。
最左の縦に10Kボビンが3個並んでいる列が、Aﾊﾞﾝﾄﾞ。
中央がBﾊﾞﾝﾄﾞ。 そして その右がCﾊﾞﾝﾄﾞ。
Aﾊﾞﾝﾄﾞ１列のみに部品を組み込めば、シングルバンド・トランシーバとなる。（例えば、50MHzシングル）
2. TX Amp 2SK241は、A,B,Cバンド毎に専用であるが、その後段のJ310x2 Ampは、全バンド共通で1組のみ。
その後段に、RD00HVS1x2 Pushu-Pull Ampを設置し、この基板の出力は、、500mW(ゲインを上げて1W)となる。
3. 下側に９個並んでいる2SC1815は、9バンド(3.5,7,10,14,18,21,24,28,50MHz) LPF切替用 2SC1815 ｵｰﾌﾟﾝｺﾚｸﾀ回路。 PIC16F819により、バンド切り替え時に自動選択される。
RF Converter基板の回路図は、下図のとおり。
１．IF 12MHz入力(-5dBm)をDBM ADE-1により、各ハムバンドに変換し、2SK241 Amp+ J310x2 Amp+ RD00HVS1x2 Ampにより、基板端で 500mW(1W)の出力を得ている。
２．基板内に BPFとして、Aﾊﾞﾝﾄﾞ、Bﾊﾞﾝﾄﾞ、Cﾊﾞﾝﾄﾞの３つの回路を組込むことができ、それぞれ固定周波数帯とすれば、３Bandﾄﾗﾝｼｰﾊﾞｰとなる。
試作品では、A、B、Cそれぞの同調コイルのｶﾊﾞｰ範囲を 可変容量ﾀﾞｲｵｰﾄﾞにより、fmax/fmin≒1.5倍可変し、Cﾞﾝﾄﾞ(7M,10M)、Bﾊﾞﾝﾄﾞ(14M,18M)、Aﾊﾞﾝﾄﾞ(21M,24M,28M)に対応し、７Bandﾄﾗﾝｼｰﾊﾞｰとしている。
３．DBM ADE-1 とBPFは、送受共用。（受信用BPFは10Kｺｲﾙx４個のうちの２個T1, T2のみ共用）
４．付属ｱｸｾｻﾘｰ回路として 9バンド(3.5,7,10,14,18,21,24,28,50MHz)切替用 2SC1815 ｵｰﾌﾟﾝｺﾚｸﾀ回路（74HC595は、PLL用のPIC16F819により制御）を準備している。ﾀﾞｲｵｰﾄﾞﾏﾄﾘｸｽでA,B,Cﾊﾞﾝﾄﾞの電源を任意に設定できる。
５． このRF Converterの Q8,9 J310 AmpをCWｷｰｲﾝｸﾞしている。最初は、このJ310のみｷｰｲﾝｸﾞしていたが、RXでモニターしたところ、スペース時のｷｬﾘｱのすり抜けが気になったので、RD00HVS1x2のｹﾞｰﾄBiasのON/OFFも追加した。
下図のBand Cの回路例で BPF（7-10MHz）の動作/調整要領を説明します。
T1、T2の同調ｺﾝﾃﾞﾝｻ容量は、ｺｱ位置にもよるが、概ね67pF(7MHz同調時ﾊﾞﾘｷｬｯﾌﾟ2.2V)-33pF(10.1MHz同調時ﾊﾞﾘｷｬｯﾌﾟ10.4V）となる。 T1、T2間の結合コンデンサは、一般的に同調容量の5-10%が適切な値となるが、本機では、C5(10pF)とﾊﾞﾘｷｬｯﾌﾟ1SV287(5pF/2V-1pF/10V)の直列容量と 並列接続のC6(2pF)の合成容量となり、計算では5.3pF(7MHz同調）－2.9pF(10MHz同調時)。
このように7MHz、10MHz両バンドで結合ｺﾝﾃﾞﾝｻは、そのときの同調容量の8％程度になるよう変化させることにより、両バンドともに良好な共振特性(単峰特性)、同程度の通過損失となる。固定値の結合ｺﾝﾃﾞﾝｻではこのようにならない。
RX動作時には、"C-R+"端子に B+12Vが印加され、T2ｺｲﾙの2次コイルは、SWﾀﾞｲｵｰﾄﾞにより、Q2 J310x②GG Amp(右上で矢印表記の先)のﾄﾞﾚｲﾝに接続され、受信信号は、+10dB増幅後入ってくる。
送信用Amp 2SK241へは、C8経由で受信時も常時接続であるが、受信信号の2SK241への漏れ損失はごくわずか-0.2dB程度であるので無視できる。当初ダイオード切替回路を入れていたが、却って送信信号波形が歪んだので、C8で直結とした。
送信動作時には、"C-T+"端子に B+12Vが印加され、2SK241 Ampがアクテブとなり、RF増幅信号は、T4に励起される。 C8(10pF)は、大きいほど通過電力が大きくなるので、この値と 2SK241のソース抵抗値の調整により、Cﾞﾝﾄﾞ(10pF=7M,10M)、Bﾊﾞﾝﾄﾞ(33pF=14M,18M)、Aﾊﾞﾝﾄﾞ(120pF=21M,24M,28M)の基板端出力電力のばらつきを抑えている。
T1、T2、T4の10Kコイルの１次：２次の巻き線比は、略8：6としている。FCZコイルの場合は概ね10：3であるが、それよりも比率を高くしている。その理由は、２次コイルｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽを、設計値として450Ωとし、各バンドを切り替える SWﾀﾞｲｵｰﾄﾞのｱｲﾄﾞﾙ電流10mA程度で、そのときの通過RF信号の歪（IMD）を小さくするためである。 通過電力をP(3mW)とすると、SWﾀﾞｲｵｰﾄ通過電流変化 ΔI(mA)は、ΔI(mA)=√(P/R)=1000x√(0.003/450)=2.6mA。ﾋﾟｰｸ値に直すと1.4倍なので、±3.6mA。これは、ｱｲﾄﾞﾙ電流10mAに対してIMDの影響を無視できる程度の電流変化となる。
一方、２次コイルｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽ 450Ωに代えて、例えば50Ωで設計すると、ΔI(mA)pp=±10.8mAとなり、SWﾀﾞｲｵｰﾄﾞのｱｲﾄﾞﾙ電流10mAのままであると、これは、コムジェネレータといわざるを得ない。ｱｲﾄﾞﾙ電流を30mA程度流さないと実用的ではない。
Band Aの回路例では、46pF(21MHz同調時ﾊﾞﾘｷｬｯﾌﾟ1.6V)-34pF(24.5MHz同調時ﾊﾞﾘｷｬｯﾌﾟ4.8V）-27pF(28.0MHz同調時ﾊﾞﾘｷｬｯﾌﾟ10.2V）となる。
ﾁｭｰﾆﾝｸﾞ電圧13.5Vでは、最大29.0MHzが精一杯であるが、可変容量ﾀﾞｲｵｰﾄﾞ1SV231は、容量変化比が大きく、57pF/1V～8pF/13V～3pF/25Vで絶対定格VR=30Vなので、ﾁｭｰﾆﾝｸﾞ電圧を30Vにあげると合成同調容量は、23.5pF(30.0MHz/30V)となり、全28MHz帯をカバーすることができる。
なお、このﾊﾞﾘｷｬｯﾌﾟ可変同調回路は、扱うRF最大電力を +0dBm(1mW)程度に抑えておくほうが良い。 大きくすると波形が歪む。
最低周波数同調時のﾁｭｰﾆﾝｸﾞ電圧も 1.5V以上となるようにする。共振回路のインピーダンスを仮に1.5kΩとし、1mWが通過するときのRF電圧は、±1.4x√PR=±1.4x√0.001x1500=±1.7V。これが、カソードを突き合せた2本直列のﾊﾞﾘｷｬｯﾌﾟに印加されるので、1本あたり、±0.9Vかかり、これがﾁｭｰﾆﾝｸﾞ逆電圧を超えて、順方向電圧となると 通過電力は、クリッピングされ歪んでしまう。
RD00HVS1x2 Push-Pull Ampの前段として 左図のJ310カスコードアンプを採用した。これは、ＣＱ誌にも何回か発表されているが、原典は、QST@ARRL AGC IF Amplifierである。 これをRF Power前段Ampに使用してみた。
Q8のゲート電圧、左図ではALC端子と表記している電圧、を変化させる（下げる）と増幅ゲインが下がることで、出力を調整できる。
その原理は、下のJ310の特性 ”Id vs. Vds”のグラフで説明できる。
Vds=5Vのとき、Vgsが0Ｖ～-1.2Vに変化すると、Id変化は 赤矢印で示した通り、Δ17mA。
Vds=3VのときのId変化はΔ15mA。
同様にVds=1VのときのId変化は Δ9mA。
J310のドレイン負荷インピーダンスが一定であれば、出力はドレイン電流変化の二乗に比例するので Vds=5Vが、Vds=1Vに下がれば、出力が28％まで下がることになる。
ALC電圧=5.5Vのとき、Q8のソース電圧は、+0.9V高く、6.4Vとなる。Id変化はグラフには記載されていない右側であるが、約Δ18mAであろうから、増幅ゲインは、Vds=5Vのときとほとんど変わらない。
ALC端子に抵抗を並列に接続し、ALC端子電圧を0.5Vに下げると Q9ドレイン電圧は、≒1Vで、Δ9mAとなり、比較ＰＧは、-6dBとなるので、RD00HVS1x2 への入力電力を絞ることができる。
ALC端子電圧を 終段出力から フィードバック制御すれば、ALC制御ができる。
このAmpのPGを実測したものが、左図である。 入力には、7MHz 0dBmの信号を入れた。
ALC端子電圧が、3～6Vのときは、PGはあまり変化なく、≒8-9dBであるが、ALC端子電圧を 3V以下にすると急激に、PGは下がる。
反面、IMD3特性については、ゲインを絞ると悪化する。ALC電圧=5.5Vのときの出力+9dBmで IMD3は、－40dBcであったが、ALC電圧=1Vのとき、IMD3は、－35dBcまで悪化した。
Q7 2SK30Aは、リグの供給電圧が、10V～14Vと大きく変化した場合でも、ALC電圧を設定値に保持するためのもので、定電流ダイオード代わりに使っている。[2SK30A-Y 5E] または、[2SK30A-GR 3A]を 実測によりIdss選別をして、使用している。 ｿｰｽ抵抗1.2kΩで Id=0.8mA。
Cﾊﾞﾝﾄﾞ(21M,24M,28M)を実例に 各バンドでのBPF通過特性を示す。
21MHzバンド
横軸スパンは、10MHｚ～30MHz。
縦軸スパンは、-40dB～+20dB。 10dB/div。
DBMの出力側(50Ω端)を切り離し、SGﾄﾗｯｷﾝｸﾞ信号(10MHｚ～30MHz)を入れ、J310x2出力端(+10dBm)信号を観察。
バリキャップに1.6V荷電で 21MHzに同調。
バリキャップ荷電圧が、1.5Vを下回ると、RF信号電圧によりバリキャップに順方向電流が流れるためか、BPFのIMD3特性が急激に悪化する。望ましくは、常に2.0V以上としたい。
24MHzバンド
バリキャップに4.8V荷電で 24.5MHzに同調。
他のバンドにも共通であるが、バリキャプ式同調BPFの通過電力＜0dBm (1mW) とするのが良い。 通過電力を増やすと、RF信号により、バリキャップ電圧が変動し、BPF特性が乱れる。
28MHzバンド
バリキャップに11V荷電で 28MHzに同調。
13.5V荷電でも fmax=29.0MHzなので 29.0-29.7MHzは、苦しい。 30V荷電とすると29.7MHzまでカバーするか？
21M, 24Mバンドに比較し、出力も若干（-2dB）低下。
CWでの実測値（B+13.5V LPF通過後）
7.0MHz +32.1dBm(1,620mW)
10.1MHz +32.2dBm (1,660mW)
14.1MHz +32.3dBm (1,700mW)
18.1MHz +31.5dBm (1,410mW)
21.1MHz +31.8dBm (1,510mW)
24.9MHz +30.6dBm (1,150mW)
28.1MHz +30.4dBm (1,100mW)
"ひとつ前に戻る"には、ブラウザの「戻る」で戻ってください。
◇ホームページ インデックスへ戻る